电动汽车充电与驱动集成化拓扑 / 四六文摘

江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学）的研究人员在2017年第12期《电工技术学报》上撰文，李春杰、黄文新、卜飞飞、樊长鑫、邵佳俊，针对功率等级较高的电动汽车提出一种充电与驱动集成化拓扑。通过共用相同的电力电子器件将充电系统和电机驱动系统相集成。该集成拓扑结构中充电系统采用一种基于磁组合变压器的三相输入组合式全桥变换器。

充电系统中的三个单相桥式变换器可以重构成双逆变器。将双逆变器和阻抗源网络相结合驱动开放式绕组感应电机。充电模式和驱动模式通过相应的切换开关实现。在实际工程应用中，集成拓扑连接导线较长，寄生参数对电路的性能影响就会较大，因此采用了一种缓冲电路。所提集成化拓扑具有功率因数高、电气隔离、单级升/降压、可靠性高以及自容错能力等优点。仿真和实验结果验证了该集成化拓扑结构的可行性。

交流充电桩为电动汽车提供了随时随地进行电能补给的解决方案。为了推动交流充电桩的快速发展，需要研发携带车载充电机的电动汽车。比亚迪纯电动客车K9A随车携带充电机，采用了充电系统和驱动系统相互独立的结构形式：充电系统运行拓扑采用三相PWM整流器，驱动系统采用普通的三相逆变器，因此，整个系统采用了12个可控的功率管。

为了安全，蓄电池和电网必须隔离，而三相PWM整流器无电气隔离，因此电网侧必须安装损耗大、体积大的工频变压器，这无疑增加了基础设施建设成本。驱动系统需要高压蓄电池组直接给三相逆变器提供能量，这就需要较多的电池。电池越多，发生故障的概率越大，安全性较差。另外，普通的三相逆变器可靠性较差，一旦发生故障，驱动系统将无法工作，纯电动汽车停止运行。

电机控制器、DC-DC变换器和车载充电机是纯电动插电式商用车中不可缺少的三大类核心电力电子零部件。这三种不同功能的系统利用相同的电力电子器件实现集成化，可以减小整个系统的体积和质量。目前，国内外关于车载式充电系统和电机驱动系统集成拓扑结构已有很多[1-9]。

文献[2-4]利用电机绕组作为充电系统的升压电感进行集成，但在充电系统运行的情况下，绕组损耗较大，且充电系统不具有电气隔离作用，电气安全性较差，适用于功率等级较低的电动汽车，不能实现能量回馈。

文献[5,6]提出了一种特殊的双定子绕组结构的嵌入式永磁同步电机，该集成拓扑结构在牵引模式下，通过对三相全桥逆变器的控制实现对电机的驱动控制；在充电模式下利用双定子绕组构成工频变压器实现电气隔离，拓扑结构为隔离型三相PWM整流器，实现了单位功率因数，增强了充电系统的安全性。但是该电机磁路不适合在频率较高的情况下工作，损耗较大，效率较低，且电机结构复杂，成本高。

文献[7]提出了一种具有再生制动能力的集成拓扑结构，它把整流电路和升降压电路相结合，既可以进行功率因数校正，又可实现能量回馈。该集成拓扑只能采用单相电源供电，因此充电系统不具有电气隔离作用，功率等级不高。

文献[8]提出的拓扑结构，在充电模式下，由两个交叉并联的三相PWM升压变换器工作；在牵引模式下，变换器作为一个三相全桥逆变器。这种拓扑结构在充电模式下不具有电气隔离作用，在牵引模式下绕组之间存在互感，控制较复杂，且电机设计较复杂。

文献[9]提出利用开关磁阻电机绕组作为充电系统中的储能或者滤波电感构建Buck-Boost变换器，但是充电模式时损耗较大。在牵引模式下，蓄电池通过一级Boost升压变换器，经过逆变器变换驱动开关磁阻电机。该拓扑可以实现能量回馈，但是在充电模式下不能电气隔离。中大功率驱动系统使用三相全桥逆变器时，需考虑母线杂散电感的影响，通常采取的措施就是附加缓冲电路[10]，而文献[11]针对三相Z源逆变器提出了一种缓冲电路。

通过以上分析可知，目前的电动汽车充电与驱动集成化拓扑结构具有为以下两个特点：①结构简单的集成拓扑结构中充电系统不具有电气隔离作用，安全性差，且没有容错能力，只适用于功率等级较低的电动汽车；②具有电气隔离作用又有高功率因数的集成拓扑，在牵引模式下电机结构设计较复杂或控制较复杂，成本较高。对于中大功率电动汽车，成本、可靠性、功率因数、容错、体积等都是电动汽车行业需要考虑的关键问题。

文献[12]从变换器的角度出发提出了一种高性能的集成化拓扑，但是电路中需要较多的切换开关。为了减少切换开关，本文提出了另一种充电系统和电机驱动系统集成方案，该拓扑结构充电系统为三相交流输入，且功率因数高，可电气隔离，无电解电容，寿命较长。电机驱动系统采用了单级升压双逆变器，具有较强的容错能力、较高的可靠性，并能实现单级升/降压和能量回馈。

1 电动汽车充电与驱动集成化拓扑结构

对于电动客车、大巴等中大功率电动汽车，充电与驱动集成化拓扑必须具备成本低、结构简单、可靠性高、功率因数高、容错能力较强等特点。充电系统和驱动系统相互独立工作，当处于充电模式时，电机驱动停止工作；当处于牵引模式时，充电系统停止工作。针对此，本文提出了一种新颖的集成化拓扑，其结构框图如图1所示。

充电系统由输入LC型高频滤波器、二极管整流器、3-H桥逆变器、磁组合变压器、不控整流滤波电路构成；驱动系统由LC型滤波电路、阻抗源网路辅助器件、3-H桥逆变器和开绕组感应电机（Open-end WindingInduction Motor, OWIM）组成。

从图1可以看出，充电系统和驱动系统共用了3个H桥高频逆变器和输出LC型滤波器。集成化拓扑原理图如图2所示。转换开关0～3号以及开关A号可以实现充电模式与驱动模式的切换。而这些转换开关可用接触器构成。

升压网络为阻抗源网络辅助器件。A相变换器由输入LC型滤波器、二极管桥式整流滤波电路、转换开关以及H桥逆变器组成，B、C相变换器和A相变换器的结构相同。为了使驱动系统结构简单，成本低，具有自容错能力[12-15]，将充电系统中的3个H桥变换器重构成双逆变器驱动开放式绕组感应电机[16,17]。将阻抗源网络和双逆变器相结合构成单级升压双逆变器作为电机驱动系统。

集成拓扑结构中电感L1既作为充电系统中的输出滤波电感，又作为电机驱动系统中阻抗源网络的输入滤波电感。电机驱动系统中阻抗源网络的输入滤波电感L1与电感L2可以集成在同一个磁心上，降低了成本，减小了体积和质量。

图1 电动汽车充电与驱动集成化结构框图

由于集成化拓扑中充电和驱动共用逆变器，需要在3个H桥逆变器的直流侧进行切换，因此，不可避免地会产生较大的寄生电感。减小寄生电感对电路性能的影响是工程应用中需要解决的关键问题。当单级升压双逆变器处于直通矢量状态转换为非直通状态时，直流母线环节存在分布电感、寄生电感，逆变器直流母线上会产生很高的电压尖峰，极易烧坏功率管。于是，结合实际应用，文献[15]对单级升压双逆变器进行了改进。

图2 电动汽车充电与驱动集成化拓扑结构

2 充电系统和驱动系统

2.1 充电系统

通过控制转换开关0～3号以及开关A号可将集成化拓扑构造为充电模式，如图3所示。其拓扑为三相组合式全桥AC-DC变换器，由输入LC型滤波器、不控整流桥、直流母线滤波电容（薄膜电容）、3个H桥高频逆变器、磁组合变压器和输出级的不控整流滤波电路构成。其中，磁组合变压器由3套完全相同的EE形磁心构成，有3个一次绕组和一个匝链这3个一次绕组的二次绕组[18,19]。

根据三相瞬时功率平衡原理，磁组合变压器将三路对称、互差120°、且按照正弦规律变化的脉动的功率叠加为幅值恒定的功率，于是AC-DC变换器可以输出恒定的电压。由于前级的功率不是恒定的而是按照正弦规律变化的，所以直流母线滤波电容值可大大减小。由此充电系统实现了无电解电容以及高功率因数[12]。

图3 充电模式

充电系统中，AC-DC变换器采用移相控制减小开关损耗。由于磁组合变压器的特殊结构，三路H桥逆变器的驱动信号必须同步，即采用相同的载波信号，这样可确保磁组合变压器一次绕组所施加的电压在某一时刻是同向的，以便实现三路磁通叠加而不是相抵消。AC-DC变换器详细的原理结构以及控制方法见文献[12,18,19]，不再赘述。

2.2 驱动系统

通过控制转换开关1～3号以及开关A号，可将集成化拓扑构造为驱动模式，如图4所示。电机驱动系统由新型的准Z源升压网络、3个H桥逆变器及OWIM组成。其中，点划线框内是新型准Z源升压网络，由准Z源网络和辅助缓冲电路结合而成，它能够抑制母线电压尖峰；OWIM只需要将星形联结的绕组中点拆开，电机本体结构不变；3个H桥逆变器共直流母线构成了2个三相逆变器，简称双逆变器。新型准Z源升压网络和双逆变器构成了一种新型的单级升压双逆变器。

基于双逆变器的电机驱动系统中具有很强的容错能力[12-15]。Q1为可控功率管。当驱动系统处于电动模式时，Q1关断，它的体二极管VD1参与到电路中；当驱动系统处于发电模式时，Q1的体二极管VD1关断，Q1参与到电路中。由此，电机驱动系统既能实现升/降压功能又实现了能量回馈。

图4 驱动模式

新型单级升压双逆变器的工作原理为：三个H桥母线上的分布电感、寄生电感Ls和外接电容C3构成无源网络，在直通状态和非直通状态转换期间参与到缓冲电路中。连接P端的功率管截止和导通时对应的缓冲电路的工作模式如图5所示[15]。

连接P端的功率管截止时的等效回路如图5a所示，二极管VD3导通，寄生电感与电容C3、C1及VD3构成放电回路，抑制母线电压尖峰。图5b为连接P端的功率管导通瞬间时的等效回路，此时，还未向负载提供能量，二极管VD2导通，C2、C3、Ls、VD2构成回路，C3开始放电。当C3两端电压不再大于C2两端电压时，VD2截止；当这个功率管完全导通进入稳态，并向负载提供能量时，VD2、VD3均截止。

（a）连接P端的功率管截止时的等效回路

（b）连接P端的功率管导通瞬间时的等效回路

图5 缓冲电路的工作模式

单级升压双逆变器稳态时的工作状态等效电路如图6所示。图6a为非零电压矢量等效电路，二极管VD1导通，VD2、VD3截止，该等效电路与准Z源逆变器[20]相同。图6b为直通零矢量等效电路。由于升压电感远大于寄生电感，所以可忽略寄生电感。从图6可以看出，该电路的升压能力和准Z源逆变器的升压能力相同。

（a）非零电压矢量

（b）直通零矢量

图6 单级升压逆变器稳态时的等效电路

3 仿真分析

为了证明电动汽车充电与驱动集成化拓扑结构是否可行，搭建了仿真模型。仿真参数[19]：充电系统中负载电阻为5，输出滤波电容为2mF，输出电压180V，开关频率为12kHz，输入滤波电感为0.5mH，输入滤波电容为0.002mF，变压器一次绕组自感LA=LB=LC=0.01H，二次绕组自感L2= 0.006H，互感MA=0.004 5H，MB=0.004 5H，MC= 0.004 5H。

开放式绕组感应电机模型参数为：额定功率为3.3kW，额定线电压为320V，额定频率为50Hz，额定转速为1 430r/min，定子电阻为1.898，定子电感为0.196H，转子电阻为1.45，转子电感为0.196H，互感为0.187H，转动惯量为0.006 7kgm2，极对数为2。

单级升压逆变器的输入电压为250V，直通占空比为0.22，采用直通状态分段SYSVPWM调制方法[15]，直流母线电压升高到500V。电机驱动系统采用转子磁场定向的矢量控制进行初步仿真证明。

充电系统仿真波形如图7所示。图7a为电网电压和电流的仿真波形，可以看出电流波形的正弦度很高，功率因数在0.99以上；图7b为直流母线电压波形，其波形为一馒头波，这是由于直流侧使用了几微法的薄膜电容进行滤波，得出了三相功率是脉动的且按照正弦规律变化；图7c为负载电压波形，通过磁组合变压器将三路互差120°按照正弦规律变化的功率叠加为幅值恒定的功率，再经过整流滤波便可以输出稳定的负载电压。

（a）A相输入电流和电网电压

（b）A相直流母线电压

（c）负载输出电压

图7 充电系统的仿真波形

电机驱动系统仿真波形如图8所示。图8a给出了直流母线电压uPN的波形，可以看出直流电压由250V升压到500V供给逆变器；图8b为开放式绕组感应电机端电压ua、ub、uc的仿真波形；图8c为三相定子电流、转子角速度wN以及电磁转矩Te的仿真波形。

0～0.3s时，电机空载，即电磁转矩为0，转速在1 500r/min附近，定子电流为空载电流，频率为50Hz；0.3s时，突加额定负载，定子电流迅速增加，转矩增加，转速下降，最后稳定在额定转速，动态响应较快，瞬态起动电流约为额定电流的1.5倍，起动转矩约为额定转矩的1.5倍。瞬态响应时电流、转矩突变较小。稳态时，转速的波动量很小，约为0.1%，电磁转矩波动量约为5%。

（a）直流母线电压

（b）三相相电压

（c）三相定子电流、转子角频率N和转矩Te

图8 电机驱动系统的仿真波形

从图7、图8可以看出，本文所提集成拓扑是可行的。

4 实验分析

为了对上述集成化拓扑结构进行原理性验证，搭建了硬件实验平台。样机的主要参数如下：功率为15kW的充电系统的输入电压为三相对称交流电[12]，其有效值为220V，开关频率为12kHz，输入滤波电感为500H，直流环节的滤波电容为2F，磁组合变压器匝比为48∶23，输出滤波电感为1 000H，输出滤波电容为4 000F，输出电压为270V，充电系统的负载采用了大功率直流电子负载。电机驱动系统中的开放式绕组感应电机为1.1kW的感应电机改造而成，输入直流电压为160V，直通占空比为0.24，吸收电容C3=1F，电容C1、C2均为30F。

基于以上参数的相关实验波形如图9所示。由图9a所示的电网电压和输入电流的波形可以看出，网侧电压和电流基本同相位，电流波形正弦度很高，经功率分析仪测试，功率因数达到了0.99以上。图9b为直流母线电压波形和逆变器输出电压波形，其包络线为一馒头波。图9c给出了一恒定的输出电压。图9d为蓄电池电压和直流母线电压波形，可以看出输入直流电压160V经过升压网络使直流母线电压升高到380V左右。

图9e～图9h给出了转子磁场间接定向矢量控制时，电机的给定转速为250r/min，负载转矩为3N×m时的直流母线电压、电机端电压、定子电流以及转速、转矩的波形，可以看出电机端电压、定子电流波形的正弦度较高，且转速和转矩脉动较小，验证了单级升压双逆变器的结构是可行的。为了能够反映本文拓扑结构具有抑制直流母线电压尖峰的作用，对传统准Z源逆变器和提出的拓扑结构做了对比。图9i为传统准Z源逆

（a）电网电压和输入电流