详细解析电流采样电路的设计
文中研制了一套模拟并网发电系统，实现了频率跟踪、最大功率跟踪、相位跟踪、输入欠压保护、输出过流保护、反孤岛效应等功能；采用Atmega16高速单片机，实现了内部集成定时、计数器功能；利用定时器T／C2的快速PWM功能，实现SPWM信号的产生；采用T／C1的输入捕获功能，实现了频率相位监测和跟踪以及对失真度、输入电压、输出电流等物理量的检测与控制。
1 整体方案设计设计采用Atmega16单片机为主体控制电路，工作过程为：与基准信号同频率、同相位正弦波经过SPWM调制后，输出正弦波脉宽调制信号，经驱动电胳放大，驱动H桥功率管工作，经过滤波器和工频变压器产生于基准信号通频率、同相位的正弦波电流。其中，过流、欠压保护由硬件实现，同步信号采集、频率的采集、控制信号的输出等功能，均由Atmega16完成。系统总体设计框图如图1所示。
图一：系统枢图
2 硬件电路设计分为DC／AC驱动电路、DC／AC电路和滤波电路3部分和平滑电容C1，电路原理如图2所示。
图二：AC\DC转换电路
是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4组成，其中P3和P4是控制信号输入端，R3和R4为限流电阻。集电极的电流直接影响波形上升沿的陡峭度，集电极电流越大输出的波形越陡峭。因为R2和R1与集电极pn节的寄生电容形成了一个RC充放电的时间常数，集电极pn结的寄生电容无法改变，只有通过改变R1和R2的值来改变时间常数，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集电极电流就越大；RC的充电时间常数越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集电极电流，会增加系统的功耗，权衡利弊选择一个合适的值。其次，射级pn结的寄生电容也会影响Q3和Q4的关断时间和波形上升沿的陡峭度。所以在驱动电路中各加了一个放电回路，即拉地电阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的关闭速度，这样就使集电极的波形更陡峭。同样在保证基极射极pn不损坏的条件下，基极的电流也是越大越好，但也会带来损耗问题，权衡利弊选择一个合适的值。关于两个电阻的取值，这里假设三极管的放大倍数为β，基极电流Ib，集电极电流Ic，流过R5的电流为I5，流过R3的电流为I3，R3的压降为V3，驱动信号为V，R5的压降为V5，有
实际中R3和R5应该比计算值小，这样是为了让三极管工作在饱和状态，提高系统稳定性。
2．2 DC-AC电路
是由两只p沟道MOSFET。Q1、Q2和两只n沟道MOSFET Q5、Q6组成。在这里没有采用4只n沟道MOSFET，原因是驱动电路复杂，如果采用上面的驱动电路接近电源的两个导体管不能完全导通，发热量为接近地一侧导体管4倍以上，功耗增加，所以采用对管逆变即减小了功耗，而且驱动电路简单。通过控制4个导体管的开关速度再通过低通滤波器即可实现DC／AC功能。
2．3 滤波电路
两个肖特基整流二极管1N5822为续流二极管，这里为防止产生负电压，C2、C3、C4、C5、L1、L2组成低通滤波器，其中C5、C6为瓷片电容，C2、C3用电解电容，充放电电流可以流进地，L1、L2为带铁芯的电感，带铁芯的电感对高频的抑制比空心电感更好，电感值更高。关于参数的选取和截止频率的计算如下
3 采样电路
3．1 电流采样电路的设计
由于终端负载一定，所以电流采样实际等同于一个峰值检测的过程，此电路实际是一个峰值检测电路，P3为信号的2个输入端，调整R10，R11和R17、R18取值来实现峰值测功能，电路中的阻值并不准确，需要实际中根据信号的幅值来调整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14、R15、R19、R20的电流为模拟比较器内部偏置电流的10倍以上，电阻的阻值尽可能大，这样既减小了功耗也保证了系统的稳定性。Y3采用模拟比较器LM393，LM393内部为开集电极输出，应用的时候输出端要接一个上拉电阻，电路如图3所示。
图三：电流采样电路
3．2 MPPT采样电路
在光伏系统中，通常要求太阳能电池的输出功率始终最大，系统要能跟踪太阳电池输出的最大功率点。如果负载不能工作在电池提供的最大功率点，就不能充分利用在当前条件下电池所能提供的最大功率。因此，必须在太阳能电池和负载之间加入阻抗变换器，使得变换后的工作点正好和太阳能电池的最大功率点重合，使太阳能电池以最大功率输出，这就是太阳能电池的最大功率跟踪。即最大功率跟踪MPPT，是本套光伏并网发电模拟装置研究的一个重要方向。由于光伏电池的最大功率输出点是随光强、负载和温度变化的。为充分利用太阳能，系统必须实现最大功率点的跟踪。本套光伏并网发电模拟采用恒定电压控制方法，其优点是简单易行，且可以跟踪最大功率点。电路的工作原理：本模块电路的核心也是模拟比较器LM393，TL431提供7．5 V的基准电压，在这里基准电压取值建议≥7．5 V，取值可以比7．5 V稍大，以提高系统稳定性，应保证流过R3、R9的电流为模拟比较器LM393偏置电流的10倍以上，R3、R9的取值尽可能大。R1、R2并联是为了调试方便，现实中很难找到阻值很合适的电阻，滑动变阻器昂贵，所以用两个电阻并联调试效果比较理想。假设R为R1、R2并联值，流过R的电流为I，则有
式(9)中的，可以认为是TL431的灌电流的最小值，流过R6的电流和模拟比较器LM393的偏置电流忽略不计。R6和R13阻值选取，应参考TL431内部1脚的偏置电流，流过R6和R13的电流应该10倍于TL431内部1脚的偏置电流，在保证系统稳定的前提下尽量减小功耗。
输出用了光电耦合器U4把控制电路和主电路隔离，防止主电路干扰控制电路，R4和R5的取值太大影响稳定性，取值太小则使流过R4、R5的电流大功耗增加甚至损坏器件。
模拟比较器LM393的正相输入端3脚位固定电压7．5 V，正常状态下PD4采集到的为高电平，当2脚的电压高于7．5 V时输出端1脚输出低电平，光耦导通，PD4采集到的为低电平开始处理SPWM信号调整输出阻抗来实现恒电压跟踪，最终实现最大功率点跟踪。电路如图4所示。
3．3 欠压采样电路设计
如图5与图4电路相似，模拟比较器的反相输入端为基准电压7．5 V，而R22换成电位器，目的是为了便于调整使本装置适用于不同欠压值控制。输出采用光电耦合器U4把控制电路和主电路隔离，防止主电路干扰控制电路，R22、R24的取值太大影响稳定性，取值太小则使流过R22、R24的电流大功耗增加甚至损坏器件，R21、R23的取值大小参见4N25的输入输出特性曲线。
模拟比较器LM393的反相输入端6脚位固定电压7．5 V，正常状态下欠压采样输出为高电平，当5脚电压<7．5 V时，输出端7脚输出为低电平，光耦导通，欠压输出端采集到的低电平欠压保护电路开始工作，切断主电路供电，实现欠压保护。
4 欠压过流保护电路设计电路如图6所示，当系统正常工作时，此过流保护的输入端过流信号和欠压即CD4011的1脚和2脚，检测到的信号都是高电平，C04011的3脚输出低电平，经过U10B和U10C两级反相最终CD4011的10脚输出低电平，三极管2N3904截止，继电器常闭端处于导通状态，系统处于正常工作状态。当输出流过负载的电流过大或者输入电压不足时低电平触发CD4011的1脚2脚，这时候3脚输出高电平，电容C10充电经过U10B和U10C两级反相后10脚输出高电平，三极管2N3904导通，继电器的常闭端断开，主电路停止供电，处于保护状态。由于主电路电源被切断U10A的输入端检测到高电平，3脚输出低电平，由于CD4011的高输入阻抗和开关二极管D6单向导通作用，C10的电荷只能通过R27释放，当U10B的输入端电位低于门限电压，经过U10B和U10C两级反相后，三极管2N3904关闭，主电路开始供电。这样实现了系统过流、欠压故障排除后，装置自动恢复为正常状态。
此部分电路的设计采用双输入四与非门CD4011做反相器、开关二极管D6、电阻R27、电解电容C10、三极管2N3904和继电器。R26的选取由继电器的驱动电流和2N3904的放大倍数β来决定，过小则增加功耗，过大则不能驱动继电器。R27和C10的放电时间就是系统过流欠压保护后检测的间隔时间。时间T=2×R27×C10。
图6：欠压过流保护电路设计