电磁兼容（EMC）：如何有效减少PCB走线之间的串扰

一理论基础

当两个电路彼此靠近时，由于电路之间的电容性（电场）和电感性（磁场）耦合，在一个电路中传播的信号会在另一电路中感应出信号。这种现象称为串扰。基础模型如图1所示。

图1 微带线PCB示意图

两条微带线彼此之间距离为s，与接地层（信号返回平面）之间的距离为d。第一条走线（发射端）连接幅值为VS，内阻为RS的可变电压源，并端接阻值为RL的负载电阻。第二条走线（接收端），近端和远端分别接阻值为RNE和RFE的负载电阻。图2所示为对上述电路布置的建模。

发射端线路上的交变电流IG产生磁场，该磁场引起的磁通量穿透在两导体的环路之间，从而在接收电路中感应出电压。我们通过互感LGR对此建模，如图3所示。

图3 电感耦合电路模型

类似地，发射端线路的交变电压VG在接收端线路上产生电场），从而在接收器电路中感应出电流。我们通过互容CGR对此建模，如图4所示。

图4 电容耦合电路模型

两种耦合机制的叠加可用如图5所示电路等效。

图5 接收器电路模型

通过叠加，近端和远端电压由下式给出：

（1a）

（1b）

在假设线路在VS（t）的最高有效频率分量上短路的情况下，发射端线路上的电压和电流基本恒定。从而得出，

（2a）

（2b）

因此，

（3a）

（3b）

因此从上述公式我们可知，为了最小化串扰，我们可以减少：1）源信号Vs的变化，2）电感耦合LGR，或3）电容耦合CGR。

二验证结果

为了验证上述结论，我们做了如下实验，实验布置如图6所示。

图6 实验布置

图7为具有不同电路拓扑的PCB。

研究三种不同的电路拓扑，如表1所描述。

表1 电路拓扑

图8至图10显示了发射端（干扰源）信号，以及在接收端（敏感源）信号线上感应到的近端和远端电压。

该信号源的开路电压为1Vpp，1 MHz梯形脉冲信号，其上升时间为100 ns，下降时间为200 ns，占空比为50％。我们在方案1中进行以下观察，如图8所示。

图8 串扰感应电压-方案1

对于近端感应电压，由于上升时间是下降时间的两倍，根据公式3a，感应电压的大小应相差两倍，实测与理论相符。我们还注意到，这两个电压的极性相反，这也可从公式3a得出。对于远端感应电压可以进行类似的观察。此外，由于近端电压的耦合系数（参考公式3a）为正，因此在上升期间的感应电压也为正。远端电压在上升时间内为负，表明电感性耦合相对于容性耦合为主要耦合方式（参见公式3b）。

方案2：使接地层靠近线路，同时保持线路之间的距离不变，主要减少了电感耦合并导致了感应电压幅值的减小，实测如图9所示。

图9 串扰感应电压-情况2

方案3描述了与方案2到地平面的距离不变的情况，但是线之间的距离增加了。如图10所示，这主要减少了电容耦合，并进一步降低了感应电压。

图10 串扰感应电压-情况3

串扰不仅影响信号完整性，同时增加电磁兼容风险，因此在PCB设计过程中要时刻注意关键信号走线方式，避免额外的噪声串扰。

参考文献：Bogdan Adamczyk and Jim Teune， Crosstalk Reduction Between PCB Traces，2017

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