模块化多电平高压变频技术研究综述
2017第四届轨道交通供电系统技术大会
会议由中国电工技术学会主办，将于2017年11月28日在北京铁道大厦召开，研讨电工科技最新研究成果对轨道交通供电领域所带来的革新影响和应用前景，推进协同创新。浏览会议详情和在线报名参会请长按识别二维码。
哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院的研究人员徐殿国、李彬彬、周少泽，在2017年第20期《电工技术学报》上撰文指出，块化多电平换流器（MMC）作为一种新型高压大功率拓扑结构，不仅在直流输电领域中获得广泛关注，也在高压变频领域颇具应用前景。与传统的高压变频器拓扑相比较，模块化多电平换流器在灵活性、可靠性、电压波形质量、输入变压器设计、电压功率等级等方面均展现出一系列技术优势。
为促进中国高压变频技术的发展，对MMC变频器的电路特点、子模块结构、调制方法、电容电压平衡策略、谐波分析、环流抑制、启动预充电、故障容错与可靠性、低频运行等方面的最新研究进展进行详细分析评述，并指出模块化多电平高压变频技术的研究难点与挑战。
随着电力电子技术的发展，尤其是高压变频技术的发展，高压变频器在电力、化工、供水、冶金、电气交通等工业领域得到了日益广泛的应用[1]。采用高压变频器对大功率电机进行调速控制，可以显著节约电能，改善电机寿命，提高产品质量，降低生产成本。
高压变频器的技术核心是多电平电力电子拓扑。目前工业中普遍采用的几种多电平拓扑结构主要包括中点钳位型（Neutral Point Clamped,NPC）、飞跨电容型（Flying Capacitor, FC）以及级联H桥变换器（Cascaded HBridge, CHB），其电压与功率等级涵盖2.3～13.8kV，1～50MW[2]。
2003年，德国慕尼黑联邦国防军大学Marquardt教授提出一种名为模块化多电平变换器（ModularMultilevel Converter, MMC）的新型多电平变换器拓扑[3]，在转换效率、电压功率等级等方面展现出一系列卓越的性能。该拓扑经过十余年的发展，目前已成为国内外电力电子研究的热点课题，尤其在柔性直流输电领域获得了大规模应用，极大地推动了离岸风力发电系统的建设发展[4-7]。
MMC除了在柔性直流输电领域获得广泛应用之外，人们也开始关注将其拓展到高压变频器中[8,9]，来替代传统的CHB变频器。CHB存在的一系列缺点主要归咎于移相变压器的使用，而MMC能够将移相变压器省去，有助于提高整机效率，方便扩展，安装运输简单，模块数目与功率等级不再受限制，从而可驱动更高电压、大功率等级的电机，甚至取代性能较差的电流源型变换器（Current SourceInverter, CSI），实现更灵活的高压大功率电机驱动方案[10]。
特别地，2012年德国Siemens公司已率先推出了基于MMC的水冷型中高压变频器产品[11-13]“SINAMICS GH150”，其现有功率等级可达4～46MW，电压等级为4.16-11kV。
然而MMC变频器尚属于一种新兴的高压变频技术，其理论体系与诸多技术细节仍有待完善。在此背景下，本文针对MMC高压变频器的电路拓扑、子模块结构、调制、平衡、谐波、故障容错、启动预充电以及低频运行等方面论述其技术特征，并总结目前仍存在的关键技术问题以及国内外最新的研究进展与趋势，旨在推广这一新型高压变频技术，促进高压大容量变频器装备的快速发展与应用。
1 MMC变频器的基本结构
MMC变频器的拓扑结构如图1所示，该结构包括三相支路，每个支路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由一个缓冲电感L与一系列结构相同的子模块（Sub-Module, SM）级联而成。MMC结构呈现模块化的特点，安装维护容易；子模块可工作在较低的开关频率，获得较高的转换效率；具有出色的正弦输出特性，低谐波特性使其对电机友好，无需在电机侧增加额外的滤波装置，对于输出电缆长度也无特殊限制。
MMC与目前工业中普遍应用的CHB和NPC变频器相比具有一系列的技术优势。对于CHB变频器，各子模块需要独立隔离的直流供电电源，不得不采用多绕组移相变压器[14]。该移相变压器庞大笨重、运输困难、制作工艺复杂、成本高昂，尤其在高压大功率情况下难以设计实现，制约了CHB变频器的电压和功率等级。
此外CHB不具备公共直流母线，难以实现电机四象限运行。NPC与MMC都具备公共直流母线，能够采用标准的输入变压器，但NPC的缺陷在于输出电压电平数较少，谐波含量较大，需要安装滤波装置才能与电机相连。另外由于更高的电平数会极大地增加拓扑复杂度及控制难度，NPC变频器电平数通常仅局限在三电平，其电压与功率等级也因此受限。
图1 MMC变频器拓扑结构
相比之下，MMC不必采用复杂的多绕组移相输入变压器，交流输出也无需额外的滤波装置。表1列出了MMC与其他传统变频器性能比较，可看出MMC变频器将CHB与NPC两种拓扑的优势集于一体，能够突破传统变频器的电压功率等级限制，具有广阔的应用前景。
表1 MMC与其他传统变频器性能比较
子模块作为MMC最基本的组成单元，其结构直接影响变频器的参数性能。图2给出了几种MMC常用的子模块结构。图2a所示的半桥子模块结构最为简单、元器件最少，是MMC最普遍采用的子模块结构。全桥子模块如图2b所示，其输出电平可以为负极性，具备直流故障闭锁能力[15]，但显著增加元器件数目和损耗，并不适用于变频器应用中。
MMC子模块也可以为多电平结构，文献[16]提及一种飞跨电容型子模块，如图2c所示，这种子模块可以输出0、UC和2UC三种电平，然而两个电容器的额定电压不同，预充电与平衡控制复杂。图2d所示的中点钳位三电平子模块[17]，其电容器额定电压一致，同样可以输出三电平，但代价是额外增加两个钳位二极管。
特别地，Siemens提出一种双子模块（twin-module）三电平结构[12]，如图2e所示。这一结构的本质是将两个对称的半桥子模块组合在一起，相比传统半桥结构，其优点在于节省了子模块中控制与辅助电路的元件数目，并方便机械结构的设计以及散热管理，因此适合于MMC变频应用中。
图2 MMC变频器子模块结构
传统MMC拓扑中桥臂缓冲电感L的主要作用是抑制环流以及限制直流侧短路故障电流上升率。但在电机变频器应用中，几乎不存在直流故障的可能性，可采用图3所示的耦合电感结构来降低电感的体积和成本[18]。此外，传统分立式桥臂电感等效到MMC交流侧的电感值为L/2[19]，这会消耗一部分无功功率，占用MMC一定的输出电压。而采用耦合电感时其交流等效电感为零，提高了输出电压的利用率。
图3 MMC桥臂耦合电感
2 调制与平衡技术
2.1 MMC调制技术
目前MMC的调制技术主要有最近电平控制法、空间矢量调制、基于载波的PWM等。本节结合MMC变频器对这些调制技术进行评述。
最近电平控制（Nearest Level Control, NLC）利用阶梯波瞬时逼近调制波，具有较低的开关频率和损耗，随着电平数的增多，输出电压将无限趋近正弦，特别适合高压直流输电等子模块数量多的场合[20,21]。不过这种调制方式下子模块开关器件的导通时间差异明显，容易造成子模块输出功率不平衡[5]。
文献[22]采用“脉冲循环”的思想调整了开关器件驱动脉冲的占空比和分布，实现子模块有功能量的平均分配。另一方面，MMC变频器应用时子模块个数通常较少，此时NLC输出电压阶梯数过少导致畸变较为严重[23]。文献[23,24]通过对NLC调制波的取整函数加以改进，提高了阶梯波的电平数，在一定程度上降低了输出电压谐波。
空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）通过对变频器不同开关状态的电压矢量加以组合，实现对给定电压的矢量跟踪，具有数字实现简单快速、输出电压谐波小以及较高的直流电压利用率等优点，在多电平变换器中得到广泛应用[20,25,26]。
文献[25]将SVPWM应用在MMC中，并以降低开关损耗和输出电压波形畸变率为目标，确定了电压矢量合成顺序和零矢量作用时间的最优分配方法。但由于SVPWM的电压矢量数与电平数成三次方关系，随着电平数的增加，电压矢量的分类和选取将极为复杂，数字实现难度大[5,20]。尽管文献[27]提出利用参考电压矢量分解的方法把多电平矢量调制问题转化两电平方式实现，但化简程度有限。SVPWM因此多适用在五电平以下的MMC变频器[20]。
基于载波的多电平PWM主要有载波层叠调制法（Carrier Phase DispositionPWM, PD-PWM）和载波移相调制法（Phase Shifted Carrier PWM, PSC- PWM）。前者将多个幅值相同的三角波叠加后与调制波比较，后者则对多个幅值相同的三角波进行移相，再分别与调制波比较[28]。
这两种调制方式都具有较低的开关谐波，适合于子模块数量较少的场合，但PD-PWM存在的问题是子模块开关频率不同、发热损耗差异较大。文献[29]提出将上、下桥臂的载波循环交替，缓解了各子模块开关频率和发热的不均匀问题。文献[30]利用状态机解码器将上、下桥臂各自模块的开关脉冲信号均衡分配，以保证各子模块的开关频率一致。PSC-PWM相比于以上几种调制技术，能够自然实现开关频率的平均分配，有利于各子模块发热损耗一致，更适用于MMC变频器[35]。
文献[31]分析指出载波频率对电容电压平衡、直交流侧谐波以及桥臂运行对称性均有影响，并给出了相应的载波频率选取规律。文献[32]进一步提出了MMC输出电压谐波最小化的PSC-PWM载波移相角选取方法，令输出电压等效开关频率提高一倍。
2.2 MMC电容电压平衡控制技术
由于子模块电容器不存在独立电压源对其钳位，当系统参数和开关频率不一致时，电容电压会出现不平衡问题。目前主要的电容电压平衡方法有排序法[33,34]和分层控制方法[35]两种。排序法通过对桥臂中各子模块电容电压进行排序，并根据桥臂电流方向投切相应子模块，使电压低的子模块优先充电，电压高的子模块优先放电，二者达到平衡的目的。
由于排序法需要在短时间内完成子模块电压的比较和选择，运算量大，还会造成开关器件频繁动作，增加开关损耗[5,36-38]。文献[36]利用质因子分解法对子模块进行分组均压，减少了参与均压的子模块数，降低电容电压排序运算量。文献[37,39]则引入子模块间最大电压偏差裕度，在该裕度内，需要投入子模块增加时，保持已投入的子模块不切除；需要投入的子模块减少时，保持已切除的子模块不再投入，避免不必要的开关动作，降低开关损耗。
在MMC变频器中，也可采用分层控制来实现电容电压的平衡[35]。分层控制通常与PSC-PWM配合使用，通过相间平衡和子模块平衡两层控制对各调制信号进行修正，调节各子模块的功率平衡。文献[40]进一步分析指出当功率因数角发生变化时分层控制的不稳定现象，并提出加入桥臂平衡控制，在桥臂中引入基频电流实现上、下桥臂的功率平衡，提高分层控制的稳定性。
3 MMC变频器的谐波分析
3.1 输入电流谐波
MMC变频器需要采用整流装置从电网获取能量，并提供电气隔离以及共模电压的抑制，如图4所示。该整流器的输入电流波形质量必须要满足一定的电网谐波要求，如IEEE标准519 2014[41]。
图4 MMC变频器整体结构
利用移相变压器对低次电流谐波的抵消作用，多脉波整流技术可以有效降低网侧电流畸变[1]，非常适用于具备公共直流母线的MMC变频器中。为了方便移相变压器的设计，脉波数通常为12/18/24/ 36，如图5所示，其中变压器二次绕组间的移相角设计公式为
（1）
式中，p为整流后直流母线电压一个工频周期内的脉波个数，脉波个数越多，移相变压器对电流谐波的抵消效果越好，输入电流波形畸变越小。通过选取合适的脉波数目，不需要任何额外的输入滤波器或谐波补偿装置，即可满足电网对电流谐波的要求。
图5 多脉波整流器电路结构
对于四象限运行的变频系统，则可采用另一组MMC电路作为输入整流器[42]，构成背靠背MMC结构，如图6所示，其中网侧MMC同样能产生多电平的电压波形，可对输入电流进行准确的闭环控制，完美地消除网侧电流谐波。当电机制动时，网侧MMC可自动将变频器中多余能量逆向回馈至电网中。
这一结构特别适用于抽水储能系统[43]，灵活地从电网吸取或馈入能量，以平衡电力系统中可再生能源发电的波动。此外在正常运行时网侧MMC还可以对变频器公共接入点（Point of CommonCoupling, PCC）上其他的工业设备提供无功支撑与谐波补偿的作用。特别地，由于MMC直流母线的灵活性，甚至可构成多个变频器共直流母线的结构，组成如图7所示的多机传动系统。
图6 背靠背MMC变频器结构
图7 多电机共直流母线MMC变频器结构
3.2 环流谐波
桥臂间环流的存在是MMC特有的问题。其产生主要归咎于子模块电容电压波动造成的直流母线电压与桥臂输出电压不平衡。根据MMC三相电路工作的对称性，该环流仅在三相桥臂之间流动，如图8所示，不会影响直流电流与交流输出电流。环流的成分是以二倍频为主的一系列偶次谐波[44]，这些谐波造成了MMC桥臂电流畸变，加剧功率器件的损耗与开关应力。
图8 MMC的内部环流
抑制环流的基本思想是在上、下桥臂电压中引入一个相同的电压控制量，该控制量可由MMC桥臂电流内环控制得到，通常该控制环采用PI控制器。但PI控制器对交流信号的增益有限，抑制效果较差，无法完全消除环流谐波。对此采用二倍频旋转坐标系下的PI控制器实现二倍频环流的无静差控制[33,45]。但这种方法只能应用在三相对称情况下，当三相不对称时要分别对环流进行正序、负序的坐标变换，较为复杂，精度不易保证。
文献[46,47]提出采用静止坐标系下的比例谐振（ProportionalResonant, PR）控制，该方法无需坐标变换，在三相不对称时亦可实现二倍频环流谐波抑制。且采用多个不同谐振频率的PR控制器并联，还可对其他4次、6次、8次等环流的谐波成分进行抑制。
从本质上看，多个PR控制器并联等同于重复控制（RepetitiveControl, RC），RC数字控制实现相对更为容易，控制环参数少，易于整定，但RC的控制响应较慢[48]。综上，实际MMC变频器应根据其环流抑制的要求在以上方法中进行选择。
3.3 直流母线电压谐波
与传统的电压源型逆变器不同，MMC的电容器分布在各个子模块中，直流母线上不必再安装大容量的功率支撑电容器。但文献[49]指出，由于开关死区效应、电容电压波动以及不同IGBT开关速度的差异等因素，MMC总会在直流母线上产生频率为fH=Nfc、幅值为一个子模块电容电压的开关电压纹波（其中N为子模块个数，fc为每个子模块的开关频率）。
该纹波增大了网侧整流器的电压应力，并带来电磁干扰（ElectromagneticInterference, EMI）与高频电流纹波的问题。
为滤除该电压纹波，可在MMC直流母线上引入RC滤波电路[49]，如图9所示。其中对于高频开关纹波，RC电路的阻抗应足够小以滤除纹波电流
（2）
式中，Ls为整流电路与交流线路等效到直流母线上的感抗。
图9 MMC变频器直流母线电压谐波滤波电路
同时为了降低Rdc的发热，RC电路在低频时应呈现高阻抗特性，即
（3）
式中，1=2pf0，f0为基频频率；L和R分别为桥臂电感和电阻。
4 MMC变频器的故障容错与预启动技术
4.1 MMC变频器的故障容错技术
对于高压大容量变频器，无论是传统的NPC与CHB拓扑还是MMC，均含有大量的元器件，发生元器件故障的概率很高。为增强可靠性、保证工业生产的不间断运行，变频器应当具备一定的故障容错能力，在发生个别元器件失效的情况下持续工作，从而避免因故障停机带来的生产损失或人员伤亡。电力电子器件通常是最容易发生故障的元件[50]，本节对高压变频器中电力电子器件的故障容错方法进行评述。
传统NPC变频器的容错方法是采用多个压接型IGBT（Press-Pack IGBT,PPI）串联的方式进行冗余配置，故障的IGBT将自动处于短路状态，不影响其他IGBT的动作[51]。但需要指出，尽管对IGBT进行了冗余设计，但其驱动电路却成为了可靠性最为薄弱的环节，当驱动电路发生故障时，对应IGBT将处于开路状态，NPC电路无法再继续工作。
相比之下，CHB和MMC均为模块化级联结构，可简单地通过引入一个（N+1冗余）或两个（N+2冗余）备用子模块实现对整个单元电路的冗余，极大地增加了变频器的可靠性[52,53]。当某个子模块中元器件发生故障时，将该子模块的旁路开关闭合即可去除故障，维持变频器继续工作。
文献[54]对NPC、CHB以及MMC进行平均无故障时间（Mean TimeBetween Failure, MTBF）分析得知，采用冗余配置时能极大的增加MMC与CHB可靠性，且“N+2冗余”相比“N+1冗余”并不能有效提高系统的可靠性，这是因为采用冗余配置使元器件数量增加，从而对系统可靠性带来了一定的负面效应。故“N+1冗余”在成本与MTBF的综合性能最优。
MMC冗余子模块的备用方式可分为冷备用与热备用两种，如图10所示。所谓冷备用，是指冗余子模块仅当故障发生时才投入运行，替代失效模块；而在没有模块失效的情况下处于旁路状态，这种方式适用于柔性直流输电领域[55]；而热备用则是把冗余子模块当作正常子模块一样投入工作，一方面提高了输出电压的波形质量，另一方面各子模块的电容电压相比无冗余情况可以适当降低[56,57]，减少了器件的开关损耗，并可减缓电容器的老化速度，更适合MMC变频应用中。
图10 冗余子模块的备用机制
特别地，文献[58,59]中介绍了MMC子模块的热插拔（hot swap）技术，通过无线电能传输进行子模块的辅助供电，采用光通信技术（Free Space Optical,FSO）实现子模块与控制系统之间的无线通信，并探讨了子模块的散热设计、绝缘设计以及旁路机械开关等。这一技术未来可实现故障子模块的不断电更换，进一步提高MMC变频器的灵活性与可靠性。
4.2 MMC的预启动技术
MMC变频器在运行前必须完成对各个子模块电容的充电。否则将在桥臂中产生严重的浪涌电流，损坏IGBT、电容器等元件。一种最直接的启动充电方法是在MMC直流母线上外接一个输出电压等于一个子模块电容电压的启动电源，并依次逐个接入各个子模块使其电容器充电到额定电压[60]。但这一额外的电源设备电压等级要达到几千伏，成本高昂。文献[61,62]则利用直流母线和启动限流电阻进行充电，省去了额外的启动电源，将MMC上、下桥臂全部的子模块依次接入直流母线形成RC充电。
文献[63]进一步引入对桥臂电流的闭环控制，实现恒流充电，加快启动充电速度。但这几种方法都需要使用限流电阻以及用于旁路该电阻的高压接触器，尤其该高压接触器体积较为庞大，开闭动作会带来严重的机械振动与噪声。
为解决上述问题，Tian K.等在文献[64]中提出采用低压启动电源外加一组高压二极管，并利用MMC中各子模块半桥电路的Boost升压功能，来对子模块进行逐个充电，如图11所示。该启动电源的电压等级仅需几百伏，且当MMC充电完成后正常运行时，利用二极管的反向阻断能力自动将电源设备从电路中去除，省去了笨重的高压接触器，进一步降低成本，因此这种启动预充电方法尤其适用于MMC变频应用中。
图11 MMC的启动预充电方法
5 MMC低频运行控制技术
MMC子模块电容器是独立悬浮的，桥臂电流流过时将造成电容电压的波动，该波动近似与MMC运行频率（电机转速）成反比，与交流输出电流幅值（转矩）成正比[65,66,70,72]。特别是驱动恒转矩负载低速运行时电容电压波动将变得极为严重[76,80]。因而MMC更适合驱动风机、水泵这类平方降转矩负载。
尽管工业变频器应用中70%以上电机是平方降转矩特性[1]，MMC仍需在低速下提供足够转矩应使电机克服静摩擦并加速。针对MMC的低频运行问题，国内外学者提出了若干解决方案[65-80]，本节将对这些方案进行分析评述。
文献[65,66]采用降低子模块电容电压均值的方式，留出电压裕度承担更大电容电压波动，可一定程度上拓宽MMC的低频运行范围。由于子模块需提供足够的交流输出，电容电压均值下降有限，这种方式最低只能降到额定频率的1/3[65]。
文献[67,68]提出一种准两电平（Quasi-Two-Level, QTL）的MMC工作方式，其主要原理是将MMC按传统两电平换流器运行，其上桥臂波形如图12所示，令上、下桥臂交替导通，使桥臂电流几乎不再从子模块电容流过，减小了电容电压的波动。但这种方式丧失了MMC的多电平输出特性，会带来严重的谐波以及dv/dt较大的问题，需增添额外的滤波装置。
另一方面，由于每个桥臂需要承担全部的交流电流，开关器件的电流应力与损耗也会显著增大。文献[69]通过在调制波上注入特定的3次谐波，使得MMC输出电压在每个基频周期内有一段时间钳位到直流母线，本质上也属于准两电平的运行方式。这种方法输出电压的谐波能有所改善，但却牺牲了电容电压波动抑制的效果，并增加了环流控制和电容电压平衡的复杂度。
图12 准两电平工作下的上桥臂波形
高频注入方法[72-77]是目前最受关注的波动抑制方案，其具体措施是在MMC的交流侧注入高频正弦共模电压，在桥臂中注入同频率的正弦环流，两者共同作用加快上、下桥臂间的能量交换，达到波动抑制的目的。但注入的环流增大了桥臂电流幅值，开关器件的损耗加剧。
文献[73]将注入的共模电压波形改为方波，等效提高了注入电压的基波幅值，使注入环流的幅值减小33.8%。文献[18,74]则提出共模电压和环流均采用方波，环流幅值可进一步降低至50%。此外，高频注入法的另一个缺陷在于交流侧的共模电压会对电机带来严重的绝缘与轴电流问题，甚至会损坏电机轴承，危害电机的使用寿命。
为消除共模电压，文献[78]提出了一种有源交叉支路型MMC（ActiveCross-connected MMC, AC- MMC），其拓扑结构如图13所示。这种拓扑在MMC上、下桥臂间引入一个新的桥臂，为注入的高频共模电压和环流提供了新的路径，然而这种拓扑的缺陷是需要额外增加一个桥臂，子模块数量为传统MMC的1.5倍，且环流幅值依旧较大，在成本和效率上不占优势。
文献[79]用电容代替额外桥臂，进一步降低成本，这种方案比前者缺少一个控制自由度，环流注入控制困难。
文献[80]分析发现MMC电容电压波动与直流母线电压成正比，进而提出一种混合型MMC拓扑（Hybrid MMC, HMMC），如图14所示。该拓扑特点是在MMC的直流侧串联一个可控开关，并通过斩波的方式等效地降低MMC的直流电压，减小了电容电压的波动。这种混合型MMC未注入高频共模电压/环流，避免了共模电压问题；且环流幅值与传统MMC一致，不会增加桥臂电流应力。
此外，由于MMC对直流侧电流具备控制能力，串联开关能够在零电流情况下实现通断，故可选用晶闸管等半控型器件作为串联开关。目前晶闸管串联及故障旁路技术已趋于成熟，但其如何与MMC直流侧协调控制需进一步研究。
图13 AC-MMC的拓扑结构
图14 混合型MMC的拓扑结构
综上所述，针对MMC低频电容电压波动问题，实际应用中需要在成本、损耗、共模电压及控制复杂度等方面进行权衡，选择最合适的波动抑制方案。
6 结论
作为一种新型多电平换流器拓扑，MMC在高压大功率电机变频驱动领域展现出了一系列技术优势，其输出电压波形质量好、可靠性高，安装运输方便，模块数目不受限，能够拖动更高电压、大功率等级的电机，易于实现灵活的四象限运行。
本文针对该领域国躴内外最新的研究进展，首次对MMC变频器中各个关键技术环节进行了详细的分析与评述，讨论了现有解决方案的优势与不足之处，并指出了仍面临的技术挑战。目前工业界已推出较为完善的MMC变频设备，相信随着未来研究的不断深入，尤其是电容电压波动抑制方法的成熟应用，MMC将成为新一代广泛应用的高压变频器技术。